Beamformer de transmissão multicanal de forma de onda arbitrária para atividades de pesquisa experimental do ultrassom

Multichannel arbitrary waveform beamformer transmitter for experimental research activities of ultrasound

ENGENHARIA BIOMÉDICA

Beamformer de transmissão multicanal de forma de onda arbitrária para atividades de pesquisa experimental do ultrassom

Multichannel arbitrary waveform beamformer transmitter for experimental research activities of ultrasound

Amauri A. Assef^I; Joaquim M. Maia^II; Fábio K. Schneider^III; Eduardo T. Costa^IV; Vera L. da S. N. Button^V

^IUniversidade Tecnológica Federal do Paraná - UTFPR. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Informática Industrial - CPGEI. Av. Sete de Setembro, 3165 - Rebouças. 80230-901, Curitiba, Paraná, Brasil. [e-mail]

^IIUniversidade Tecnológica Federal do Paraná - UTFPR. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Informática Industrial - CPGEI. Av. Sete de Setembro, 3165 - Rebouças. 80230-901, Curitiba, Paraná, Brasil. [e-mail]

^IIIUniversidade Tecnológica Federal do Paraná - UTFPR. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Informática Industrial - CPGEI. Av. Sete de Setembro, 3165 - Rebouças. 80230-901, Curitiba, Paraná, Brasil. [e-mail]

^IVUniversidade Estadual de Campinas - UNICAMP. Departamento de Engenharia Biomédica - DEB, Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação - FEEC. Centro de Engenharia Biomédica - CEB. Caixa Postal 6040. 13084-971, Campinas, São Paulo, Brasil. [e-mail]

^VUniversidade Estadual de Campinas - UNICAMP. Departamento de Engenharia Biomédica - DEB, Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação - FEEC. Centro de Engenharia Biomédica - CEB. Caixa Postal 6040. 13084-971, Campinas, São Paulo, Brasil. [e-mail]

RESUMO

Este trabalho apresenta o desenvolvimento de um sistema digital beamformer de transmissão para geração de formas de onda arbitrárias de ultrassom, projetado especificamente para fins de pesquisa. A arquitetura proposta possui 8 canais de excitação independentes e utiliza um dispositivo FPGA (Field Programmable Gated Array) para controle eletrônico dos canais de geração do feixe acústico ultrassônico de transmissão. O sistema permite operação no modo pulso-eco, com taxa de repetição dos pulsos de excitação entre 62,5 Hz e 8 kHz, ou pulso único, frequência central entre 500 kHz e 20 MHz, tensão de excitação entre -100 V e +100 V, e controle individual da amplitude de apodização, ângulo de fase e atraso temporal de disparo. O método matemático para determinação dos sinais digitais de excitação é apresentado e validado através dos resultados práticos para geração de forma de onda com perfil Gaussiano e frequência central de 20 MHz, em uma carga equivalente formada por um capacitor de 220 pF em paralelo com um resistor de 1 k Ω. Os resultados demonstram que a arquitetura flexível e totalmente programável proposta, pode apoiar o desenvolvimento de novos algoritmos e técnicas sofisticadas de processamento do beamformer de transmissão.

Palavras-chave: Ultrassom, beamformer de transmissão, forma de onda arbitrária, FPGA.

ABSTRACT

This paper presents the development of a digital beamformer transmitter system for generation of arbitrary ultrasound waveforms, specifically designed for research purposes. The proposed architecture has 8 independent excitation channels and uses an FPGA device (Field Programmable Gated Array) for electronic control channel generation of ultrasonic acoustic beam transmission. The system allows operation in pulse-echo mode, with pulse repetition rate of excitation between 62.5 Hz and 8 kHz, or single pulse, center frequency between 500 kHz and 20 MHz, excitation voltage between -100 and +100 V, and individual control of amplitude apodization, phase angle and time delay trigger. The mathematical method for determining the digital signals of excitation is presented and validated through practical results for waveform generation with Gaussian profile and center frequency of 20 MHz, in a load formed by a 220 pF capacitor in parallel with a resistor of 1 k Ω. The results show that the proposed flexible and fully programmable architecture, can support the development of new algorithms and sophisticated processing techniques of the transmission beamformer.

Keywords: Ultrasound, beamformer transmitter, arbitrary waveform, FPGA.

1 INTRODUÇÃO

O avanço na tecnologia dos transdutores e o desenvolvimento de equipamentos para geração de imagens médicas por ultrassom (US) mais flexíveis e com alta capacidade de processamento digital de sinais, representam importantes fatores que poderão impactar diretamente sobre o sucesso da técnica para novas modalidades de imagens em tempo real, melhorando a capacidade de diagnóstico (Basoglu et al., 1998; Mahdy et al., 2006). Para tal, são necessárias pesquisas em plataformas de hardware reconfiguráveis com capacidade de atualização contínua de funcionalidades (Silkdar et al. , 2003; Jensen et al. , 2005; Schneider et al., 2010), como por exemplo, controle programável de formação do feixe acústico de US com diferentes modos de excitação (Kim et al. , 1997; Park et al., 2010).

Atualmente, grande parte dos transdutores de US desenvolvidos para aplicações clínicas especificas, tais como, cardiologia, radiologia, obstetrícia e endoscopia, utilizam a tecnologia phased array, podendo conter centenas de elementos piezoelétricos (Ricci et al., 2007). Estes elementos são arranjados matricialmente (1D e 2D) e apresentam grande largura de banda, ou seja, podem operar em diferentes frequências (Olympus NDT, 2007). Assim, circuitos de transmissão com capacidade de excitação independente e com defasagem temporal em cada elemento piezoelétrico, compõem um item fundamental para o aprimoramento na formação de imagens médicas por US, através da aplicação de técnicas sofisticadas de processamento de sinais (Tomov & Jensen, 2005), como compressão de pulso (Misaridis & Jensen, 2005) ou focalização eletrônica e dinâmica (Zhou & Hossack, 2003; Park et al., 2010), além da geração de forma de onda arbitrária utilizando diferentes modulações (Huang & Li, 2006).

Trabalhos recentes (Ricci et al., 2007; Bassi et al., 2008) têm discutido a necessidade de excitação individual de cada elemento, envolvendo uma relação entre a complexidade dos circuitos eletrônicos e o desempenho adequado do transmissor para otimizar a qualidade das imagens médicas. Embora os equipamentos comerciais de US sejam amplamente empregados para auxílio ao diagnóstico médico, o acesso à configuração e controle dos circuitos de transmissão bem como a aquisição dos sinais de ecos ultrassônicos refletidos são restritos, impossibilitando a pesquisa de novas técnicas de excitação e modalidades do US (Bassi et al. , 2008). Projetados para uso clínico, possuem arquitetura típica fechada, não atendendo às exigências de flexibilidade para programação e atualização, necessários para a implementação de novas abordagens.

Neste artigo objetiva-se apresentar a concepção e o desenvolvimento de uma arquitetura flexível de hardware baseada em FPGA, totalmente configurável e modular, para controle individual de 8 canais de transmissão e geração de forma de onda arbitrária, para aplicações de pesquisa do US. O sistema beamformer digital de transmissão permite controle independente da amplitude de apodização, ângulo de fase e atraso temporal de disparo para cada canal. Em conjunto com os circuitos de excitação, foram inseridos os circuitos de condicionamento e proteção dos canais de recepção, possibilitando o processamento dos ecos de RF (Radio Frequency) em trabalhos futuros. Serão apresentadas nas próximas seções a descrição das principais técnicas de excitação para US, e a análise detalhada do sistema desenvolvido, com o objetivo de ilustrar as características do mesmo.

2 CIRCUITOS GERADORES DE PULSOS DE EXCITAÇÃO

Nos sistemas de US, o módulo eletrônico lógico para formação do feixe é responsável por enviar pulsos elétricos de alta tensão ao conjunto de elementos piezoelétricos e estes os convertem em ondas de pressão utrassônicas. De forma geral, quatro topologias são empregadas para excitação dos transdutores: transmissão com pulsos unipolares, pulsos bipolares, excitação multinível e forma de onda arbitrária de US.

2.1 Circuito de transmissão com pulsos unipolares

Devido ao baixo custo e facilidade na implementação, circuitos geradores de pulso unipolares de alta tensão (HV high voltage) ainda são usados com frequência na unidade de transmissão (Brown & Lockwood, 2002). Embora não permitam otimização na qualidade da imagem, novos projetos e implementações têm demonstrado que a técnica pode ser utilizada para novas aplicações, como por exemplo, excitação de arranjos lineares de elementos de alta frequência (HF high frequency) ou HF phased array ( > 50 MHz), com circuitos mais simples e compactos (Hu et al. , 2008).

A Figura 1 apresenta o exemplo de um circuito gerador de pulso unipolar. Esta unidade é composta pelo buffer conversor de nível lógico, driver de corrente, e circuito de potência. Na interface lógica de entrada InA, é aplicado o pulso lógico de disparo, com largura na ordem de dezenas de nano-segundos, ao circuito formado pelo buffer de tensão e driver de corrente. Em seguida, o sinal condicionado dispara o transistor de potência MOSFET canal N, com dreno conectado em uma fonte de alta tensão. Quando é aplicado o pulso de disparo, o MOSFET conduz, e toda a tensão armazenada no capacitor de 100 nF é aplicada ao transdutor, porém com polaridade invertida (Assef et al., 2009).

2.2 Circuito de transmissão com pulsos bipolares

Circuitos geradores de pulsos bipolares de onda quadrada são comumente utilizados para acionar os elementos transdutores nos equipamentos comerciais de US atuais (Brunner, 2002) e empregam técnicas bem estabelecidas para geração de imagem (Brown & Lockwood, 2002). Devido à alta tensão aplicada, geralmente entre ±100 V, esses circuitos permitem obter uma maior sensibilidade com melhoria na relação sinal-ruído (SNR Signal-to-Noise Ratio), bem como uma boa penetração do campo acústico. Para aplicações Doppler, permitem uma maior eficiência na geração de imagens (Xu et al., 2007).

Um esquema básico para geração de pulsos bipolares é apresentado na Figura 2. O circuito é bastante similar ao unipolar, porém são utilizados dois MOSFETS complementares, canais N e P, na configuração push-pull com capacidade de prover correntes de pico acima de 2 A, para excitação com onda quadrada de alta tensão. Para o exemplo, pulsos lógicos de disparo são aplicados às entradas InA e InB alternadamente, excitando o transdutor com as tensões positiva e negativa das fontes de alta tensão, controlados pelo beamformer de transmissão.

2.3 Circuito de transmissão com pulsos bipolares multinível

A implementação de circuitos de transmissão mais complexos, com múltiplas fontes de alimentação, permite a geração de pulsos bipolares multinível de alta tensão, e formas de onda com melhores características (Ricci et al., 2007). Nessa topologia, são utilizados circuitos integrados (CIs) drivers de US multicanais com elevada integração, que operam em alta velocidade, e possuem entradas lógicas para controle individual dos canais de excitação. As interfaces de saída consistem de drivers de corrente para excitar o respectivo par complementar de MOSFETs de alta tensão. A Figura 3 apresenta o circuito esquemático simplificado de um gerador de pulsos bipolares com 5 níveis: +HV1, -HV1, +HV2, -HV2 e 0 V.

2.4 Circuito gerador de forma de onda arbitrária de US

O estado da arte na forma de transmissão é a geração de formas de onda complexas utilizando geradores de onda arbitrária de US (Maxim Integrated Products, 2011). Nestes casos, o transmissor beamformer gera o controle digital, tipicamente entre 8 e 12 bits, com elevada taxa de comunicação ( > 20 MHz) para otimizar a qualidade da imagem (Olympus NDT, 2007). Conversores digital para analógico de alta velocidade (HS DAC High-Speed Digital-to-Analog Converter) são usados para converter a forma de onda digital para um sinal analógico, que é aplicado ao filtro passa-baixas (FPB) para eliminar a alta frequência de chaveamento. O sinal filtrado é aplicado ao amplificador com controle linear de alta tensão classe AB para excitação dos elementos transdutores (Jensen et al., 2005). Esta técnica de transmissão é geralmente reservada para os sistemas mais caros e menos portáteis, pois necessita de drivers mais complexos e com maior consumo de potência, consequentemente, aumentando o tamanho do equipamento (Maxim Integrated Products, 2011). A Figura 4 apresenta o diagrama em blocos do circuito de excitação para geração de forma de onda arbitrária de US.

3 ESPECIFICAÇÕES DE REQUISITOS

O circuito beamformer digital de transmissão tem a função de gerar os sinais digitais de transmissão necessários para controle individual de fase, amplitude e atraso de cada elemento do transdutor, possibilitando produzir um sinal de transmissão focalizado. A partir desta definição, foi elaborada a especificação de requisitos para a concepção e desenvolvimento do sistema. Esta especificação é apresentada na Tabela 1 com as definições dos parâmetros necessários para configuração e geração das formas de onda arbitrárias de US. Além disso, são definidas as interfaces físicas para configuração, controle e sinalização do sistema proposto.

4 SISTEMA BEAMFORMER DIGITAL DE TRANSMISSÃO PROPOSTO

Com base nas especificações apresentadas na seção 3, foi realizada uma pesquisa sobre os módulos de hardware, software e demais componentes necessários para o projeto, resultando nos módulos descritos nesta seção.

Na Figura 5 é apresentado o diagrama em blocos completo da arquitetura de transmissão proposta, composto basicamente por duas placas: Cyclone III FPGA Development Board e placa ULTRASOM_R1.0.

O kit de desenvolvimento Cyclone III FPGA foi adotado como placa-mãe para a implementação do protótipo. A placa utiliza o FPGA EP3C120F780 da família Cyclone III, com 119088 elementos lógicos, 3888 kbits de memória, e 531 pinos livres de I/O (Input-Output) (Altera, 2010), atendendo todos os pré-requisitos de hardware, como processamento paralelo e lógica reconfigurável, com elevado desempenho para controle e gerenciamento das interfaces do sistema. O kit também possui diversas memórias externas, interfaces de comunicação USB e Ethernet, quatro chaves, oito LEDs e um display LCD 16 x 2. Além disso, como item fundamental para o protótipo, o kit da Altera Corporation dispõe de um conector de expansão HSMC (High-Speed Mezzanine Card), com 172 pinos, sendo 52 pinos para alimentação e o restante para sinais de I/O com nível de 2,5 V. Destes, 80 pinos são utilizados (10 pinos por canal), possibilitando o controle individual dos 8 canais de transmissão pelo dispositivo FPGA.

A segunda é a placa-filha ULTRASOM_R1.0, que é interligada à placa-mãe Cyclone III através do conector de expansão. A placa é composta por 8 conjuntos de CIs MD2130, MOSFETs de alta tensão, transformadores de US, conectores para transdutores monoelemento e multielementos, circuitos de proteção de recepção (T/R switches) e conectores do tipo SMA. A inclusão destes conectores possibilita o interfaceamento do sistema proposto com placas de avaliação baseadas em dispositivos AFE (Analog Front-End), para leitura dos ecos de RF e processamento do beamformer de recepção, como por exemplo, as placas AFE5805EVM (Texas Instruments, 2008) e HSC-ADC-EVALC (Analog Devices, 2007) para sistemas de US.

4.1 Circuito integrado MD2130

Para atender às especificações definidas na seção 4, foi escolhido o dispositivo MD2130 (Supertex Inc.), como driver de alta velocidade para geração de forma de onda arbitrária de US. O CI possui quatro fontes de corrente PWM (Pulse Width Modulation), controladas individualmente pelo FPGA, e um DAC de corrente de 8 bits para controle da amplitude de apodização da forma de onda. Os quatro sinais PWM de alta velocidade que controlam o formato da onda de saída são divididos em: IA, IB - sinais em fase -, e QA e QB - sinais em quadratura. Os sinais IA e QA, controlam a amplitude dos semiciclos positivos, enquanto IB e QB, a amplitude dos semiciclos negativos. Além disso, possui uma interface serial SPI (Serial Peripheral Interface) que opera em 20 MHz e permite atualização rápida do comutador da matriz I/Q do vetor ângulo do beamforming, com resolução angular de 7,5 por passo (total de 48 passos 6 bits), e da amplitude de apodização (total de 255 passos 8 bits) (Supertex, 2009). No estágio de saída de cada MD2130, são conectados dois MOSFETs DN2625 de alta tensão que operam como fonte de corrente na configuração push-pull, com capacidade de até 3 A. Os drenos dos MOSFETs são conectados na derivação central dos transformadores de US, enquanto os enrolamentos secundários são conectados aos elementos transdutores ou cargas equivalentes para testes, formadas por um capacitor de 220 pF em paralelo com um resistor de 1 k Ω. A Figura 6 mostra o circuito esquemático simplificado para conexão com o CI MD2130.

4.2 Circuitos de proteção T/R Switches

Na operação em modo pulso-eco o transdutor, que é excitado com os pulsos elétricos de alta amplitude, também capta os sinais de US na recepção. Com isso, é necessário um circuito de proteção T/R switch para evitar que transitórios de alta tensão danifiquem o circuito amplificador de baixo ruído (LNA Low Noise Amplifier) da unidade de recepção, que poderá ser conectado ao sistema proposto. A Figura 7 ilustra o circuito de proteção contra sobretensão implementado, formado por quatro diodos de alta tensão na configuração ponte. Embora os diodos idealmente bloqueiem os pulsos de transmissão da entrada de recepção, é comum que transientes rápidos até alguns Volts passem pelo T/R switch, e potencialmente sobrecarreguem o receptor. Portanto, um par adicional de diodos back-to-back de alta velocidade foi inserido entre o T/R switch e conector SMA de saída para o pré-amplificador do circuito de recepção. A fim de manter a sobretensão em níveis de ±0,5 V, ou menos, diodos BAV99 de alta velocidade foram usados para melhorar o desempenho de recuperação de sobrecarga. A Figura 7 também mostra que a saída do circuito de proteção possui acoplamento capacitivo com o próximo estágio de recepção, garantindo que a tensão de entrada de polarização da unidade seja desacoplada de qualquer outra tensão do circuito anterior.

5 DETERMINAÇÃO DOS SINAIS EM FASE E QUADRATURA

Esta seção apresenta o método matemático utilizado para determinação dos quatro sinais PWM de alta frequência, em fase e quadratura, que devem ser gerados pelo FPGA para formação do sinal arbitrário de US. Para a análise, os valores iniciais dos parâmetros são apresentados na Tabela 2.

Sejam os sinais em fase i(t) e quadratura q(t) contínuos no tempo, e i(n) e q(n) seus correspondentes sinais discretos no tempo amostrados na frequência f_s (equações (1) e (2)):

onde t denota tempo e a letra n o índice de tempo discreto.

As equações dos sinais em fase i(n) e quadratura q(n) (Figura 8(a)) com o envelope do perfil Gaussiano são apresentadas no domínio discreto (equações (3) e (4)) (Assef et al. , 2010):

onde N é o número total de amostras, T é o período para um ciclo e B é o fator de largura de banda do envelope Gaussiano.

A influência do fator B nas equações (3) e (4) pode ser verificada na Figura 9, para determinação da largura de banda relativa. A Figura 9 mostra o espectro de frequência para três valores diferentes de B, com frequência central de 20 MHz. Quanto menor o valor de B, maior a largura de banda relativa do sinal. Neste trabalho, foi adotado o valor de B igual a 18, resultando em uma largura de banda relativa de 50 %, com frequências de corte inferior e superior em -6 dB, iguais a 15 MHz e 25 MHz, respectivamente.

Sabendo que valores máximos e mínimos das funções seno e cosseno estão localizados em kT/2 e kT/2 - T/4 (k > 0), respectivamente, são calculadas as posições dos picos positivo (x_{pico_i}) e negativo (x_{pico_q}) de cada semiciclo (equações (5) e (6)):

onde a função mod representa o resto da divisão indicada.

Os valores de pico são encontrados através das equações (7) e (8) (Figura 8(b)):

Posteriormente, o valor máximo de cada semiciclo positivo é adotado para o grid de todas as amostras do mesmo semiciclo, ocorrendo da mesma forma para o semiciclo negativo, resultando nos sinais i_p_deg(n) e q_p_deg(n) (Figura 8(c)) como degraus de referência para cada semiciclo. Na sequência os valores absolutos dos degraus i_p_deg(n) e q_p_deg(n), são comparados com os sinais PWM - pwm_i(n) e pwm_q(n) - de cada semiciclo (Figura 8(d)). Como resultado, são gerados os sinais de referência i_ref(n) e q_ref(n) (equações (9) e (10)).

A partir dos sinais de referência são obtidos os sinais em fase I(n) e quadratura Q(n) (equações (11) e (12) - Figura 8(e)). Cada sinal é decomposto em dois outros sinais, sendo um para o semiciclo positivo e outro para o negativo (equações (13), (14), (15) e (16)), resultando nos quatro sinais lógicos PWM, apresentados na Figura 10, para geração da forma de onda.

6 RESULTADOS EXPERIMENTAIS

O layout da placa protótipo ULTRASOM_R1.0 desenvolvida é apresentado na Figura 11. A placa foi confeccionada com tecnologia de circuito impresso dupla face e possui dimensão de 171 x 127 mm. A Figura 12 mostra o protótipo completo do sistema proposto, formado pelas placas Cyclone III FPGA Development Board e ULTRASOM_R0.1.

A Figura 13 apresenta os sinais lógicos PWM de entrada IA (CH1), IB (CH2), QA (CH3) e QB (Ref1) gerados pelo FPGA, e a forma de onda na carga equivalente (CH4), com frequência de 20 MHz e amplitude de 89 Vpp. O espectro de frequência do sinal de excitação é apresentado na Figura 14. O canal de transmissão utilizado foi configurado com ângulo de fase e atraso de disparo nulos, e DAC com fator multiplicador igual a 255 (100 %) para a amplitude de apodização.

Para ilustrar o funcionamento do sistema de transmissão proposto, são mostradas nas Figuras 15, 16 e 17 as comparações entre os ajustes individuais de quatro canais de excitação na carga equivalente, com tensão de alimentação de +70 V e frequência de 20 MHz. A Figura 15 apresenta as formas de ondas geradas para o DAC configurado com 64 (25,1%), 128 (50,2 %), 192 (75,3 %) e 255 (100 %). Na Figura 16 são mostradas as formas de ondas geradas para o ângulo de fase igual a 0, 90, 180 e 270. A Figura 17 ilustra o atraso temporal na transmissão para os valores nulo, 12,5 ns, 25,0 ns, e 37,5 ns, respectivamente, com resolução de 3,13 ns (1/320 MHz). Nas Figuras 16 e 17 o valor do DAC foi ajustado para 240 (94,1 %) para melhor representação.

Para avaliação do circuito T/R switch, foi utilizado um transdutor multielemento convexo, com frequência central de 3,5 MHz, imerso em um tanque com 10 litros de água. Um cilindro de alumínio com espessura de 19 mm foi utilizado para o teste no modo pulso-eco, conforme descrito por Assef et al. (2009). A Figura 18 mostra os sinais de excitação na entrada (Canal 1) e saída (Canal 2) do circuito de proteção, com escala vertical de 20 V/divisão e 500 mV/divisão, respectivamente. Observa-se que a amplitude de 68 Vpp do sinal de excitação foi limitada em 1,1 Vpp pelo circuito de proteção. A atuação do circuito também é ilustrada na Figura 19, sendo que os Canais 1 e 2 mostram os ecos de US, na entrada e saída do módulo de proteção, com escala vertical de 100 mV/divisão. Neste teste, pode-se notar que o formato da onda de ecos do Canal 1, com amplitude de 255 mVpp, foi preservado, e que o sinal do Canal 2, com amplitude 195 mVpp, apresentou atenuação de 2,3 dB.

7 CONCLUSÕES

Neste trabalho, foi apresentado o desenvolvimento de uma arquitetura totalmente programável, aberta e flexível, baseada em FPGA, com 8 canais para geração do beamformer de transmissão (Tx beamformer) com formas de ondas arbitrárias para auxílio às atividades de pesquisa do US.

Para produzir a forma de onda de transmissão necessária com baixa distorção harmônica de 2ª ordem, item fundamental para uma boa qualidade de imagem ultrassônica com melhoria na resolução axial, foi escolhida a forma de onda de excitação com perfil Gaussiano e largura de banda relativa igual a 50 % (-6 dB).

A metodologia empregada para o cálculo da largura dos sinais lógicos PWM necessários para a geração de formas de ondas com perfil Gaussiano e frequência central de 20 MHz, realizada através de simulações com o software Matlab (The MathWorks Inc. ), foi comprovada nos resultados práticos com cargas equivalentes, atendendo às expectativas do projeto.

Considerando a largura dos sinais em fase e quadratura obtidos, limitada entre os valores 0 (0 %) e 7 (100 %) para a frequência de amostragem de 320 MHz, conforme especificado na Tabela 2, foi desenvolvida a programação do dispositivo FPGA de 119088 elementos lógicos em linguagem VHDL. A arquitetura utilizou em torno de 5 % dos recursos disponíveis do FPGA, para controle e configuração do sistema, e geração dos 32 canais PWM (8 canais para cada CI MD2130) de forma totalmente paralela. Com isso, trabalhos futuros poderão explorar outras funcionalidades do FPGA, como por exemplo, inclusão de componentes SOPC (System on a Programmable Chip) como microprocessadores de 32 bits com interfaces de comunicação USB e Ethernet, com programação em linguagem Assembly ou C, possibilitando alteração de configurações, parâmetros, formas de onda de excitação, protocolos de teste e demais funcionalidades, utilizando um microcomputador.

Os circuitos de proteção T/R switches foram validados e apresentaram baixa atenuação na faixa do sinal de interesse, possibilitando a leitura dos ecos de RF e interface de forma segura com sistemas AFE, para futuras pesquisas envolvendo o processamento do beamformer de recepção.

Os resultados com diferentes configurações para comparação entre a amplitude de apodização, ângulo de fase e atraso temporal de transmissão para quatro canais, são apresentados e corroboram que a utilização do dispositivo FPGA, juntamente com os CIs MD2130, permite total flexibilidade para programação e atualização, e validam o sistema proposto como uma plataforma reconfigurável adequada e viável para pesquisas experimentais do US.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem ao Departamento de Engenharia Biomédica (DEB) da Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação (FEEC) da Universidade Estadual de Campinas (UNICAMP), e ao CNPq pelo apoio financeiro para o desenvolvimento da pesquisa.

Artigo submetido em 19/10/2011 (Id.: 1388)

Revisado em 13/01/2012, 27/01/2012

Aceito sob recomendação do Editor Associado Prof. Takashi Yoneyama

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Datas de Publicação

• Publicação nesta coleção
  02 Jan 2013
• Data do Fascículo
  Dez 2012

Histórico

• Recebido
  19 Out 2011
• Aceito
  27 Jan 2012
• Revisado
  13 Jan 2012